Чотири імпульсні блоки живлення на IR2153. Простий електронний баласт на мікросхемі IR2153. Схема, опис

⁰

Імпульсний Джерело Харчування на IR2153.

Про статтю.
У глобальному смітнику багато схем з використанням цієї мікросхеми та описом робітьось так ... А як так і чому ? Чи працюватиме? А останнє питання дуже часто відповідь - ні!! Дуже багато "Чудодійних" печаток і порад застосувати саме 1000мкф х500В конденсатор, який не знайти або коштуватиме півзарплати.
Намагаюся описати з чим довелося зіткнутися при побудові пристрою, як вирішувалося, звести все до простих і зрозумілих принципів, застосовуючи які кожен може визначитися з тим, що йому потрібно.

Про саму "ірку" - IR2153.
Мікросхема розроблена для застосування в електронних баластах економічних ламп, це пристрої мікроскопічної потужності, що працюють на частотах порядку 30КГц, не мають спеціально передбачених ланцюгів захисту та управління. Це дає привід для роздумів!
IR2153 має мале споживання і може харчуватися просто через резистор, що гасить, також є поділ для верхнього і нижнього ключів напівмосту, тому не потрібно мотати трансформатори або застосовувати оптичний поділ сигналів управління ключами.
Це робить мікросхему привабливою не тільки для любителів, а й для серйозних брендів, що випускають продукцію серійно!

І так сам проект.

Метою було побудувати простий, якомога універсальніший, модуль живлення потужністю близько 200Вт.
Область застосування від живлення галогенових ламп до УМЗЧ тощо. , як не дивно за вартістю матеріалів цей модуль може конкурувати із заводськими трансформаторами для галогенових ламп, В інших сферах застосування тим більше.

Харчування - мережа змінного струму 250В 50..60Гц
Вихід – 150В змінного струму частотою 50..60КГц на змінний трансформатор.
Орієнтовна потужність – 200Вт.
Трансформатор на фото: напруга холостого ходу - 25В, напруга під навантаженням 200Вт - 23.5В

Осцилограми відрізняються дуже рівним фронтом (наростання імпульсу) чи неправда?
Навіть якщо скоротити частоту імпульсів до 30КГц залишаються великі протяги від ефекту Міллера, цими стусанами струму можна помилуватися на осцилограмах.
Тим, не менше можна почути, точнішепрочитати, що так все працює! ! Цьому можна вірити, схема, напевно, не відразу загориться, особливо на великому радіаторі.

Драйвер дуже слабкий (200мА в імпульсі), розрахований на транзистори невеликої потужності, адже це мікросхема для баласту у лампах!
Драйвер у вигляді транзисторних повторювачів, застосований у цьому проекті, значно покращує ситуацію.

Зовнішній драйвер знижує ефект Міллера, збільшує ККД блоку.
Всі ці осцилограми були з абсолютно порожнім виходом півмоста, ні снабберів, немає навіть обмотки трансформатора.
Тепер сигнали від навантажених транзисторів.
сигнал рівний та транзистори мало гріються.
IRF840 10КВ трансформат ор + лдс, навантаження трансформатор 10КВ на 3х сердечниках 110пц15, навантажений на люмінесцентну лампу- перекрученої формитрансформаторна коротуна.

Ще момент, при підключенні хоча б первинної обмотки трансформатора, транзистори перестають грітися і тички Міллера пропадають по фронту, пропадати пропадають але, Міллер нікуди не пропадає, і ось він, знову з'являється, тепер по спаду імпульсу, на осцилограмах з блоку під навантаженням! Вуаля! І видно, що навіть потужний зовнішній драйвер важко утримав блок від пожежі. Тому драйвер необхідний, щоб підвищити надійність блоку.
Вартість наведеного драйвера лише 10% від вартості IR 2153.

Поки кромсал блок, зібрав ще один драйвер, він ще краще тисне Міллера, хоча транзистори все ті ж, мабуть за рахунок підвищення посилення каскаду, при тестах просто підрізав друк драйвера і допаяв транзистор. Схема та осцилограма, блок на холостому ходу.

Трансформатор(и).

За своєю суттю, імпульсний трансформатордля прямоходових схем ні чим не відрізняються від звичайного трансформатора змінного струму 50Гц.
На холостому ходу струм через первинну обмотку визначається індуктивним опором, дуже незначний, і повинен бути саме таким.
Навантажений трансформатор трансформує опір навантаження підключеної до вторинної обмотки, відповідно до коефіцієнта трансформації (співвідношення витків первинної та вторинної обмоток) та струм у первинній обмотці визначається трансформованим опором навантаження.

Товщина проводів визначається максимальним струмом, і конструкцією обмотки, при багатошарових, провід потрібний товщі.
Серце з підвищенням частоти краще передає енергію, але у ньому можуть зростати втрати на перемагнічування, зі зниженням частоти ферит легше входить у насичення що може викликати різке зниження індуктивності первинної обмотки у тисячі разів і згоряння блоку.

Приклад "народного" трансформатора для напівмосту 50..60КГц.
Ферит марки 2000НМС , від рядкового трансформатора твс110пц15, первинна обмотка 150В - 30..40 витків дроту, вторинна розраховується на потрібну напругу, виходячи з необхідної напруги та коефіцієнта вольтвиток у первинній обмотці.
Наприклад для цього сердечника:
Живлення вихідного каскаду півміст 310В, тоді напруга імпульсів на первинній обмотці трансформатора 150В
Первинна обмотка на 150В - 30 витків (5В\виток)
Вторинна обмотка на 15В - 3витки

Якщо вторинна обмотка має невелику кількість витків і погане заповнення вікна трансформатора, то можна вторинну обмотку мотати кількома паралельними провідниками, які потім спаюються парралельно, так можна знизити нагрівання вторинної обмотки і підвищити магнітний зв'язок обмоток. Для одного такого сердечника пропускна здатність приблизно 500Вт, і при необхідності сердечники можна паралелити, пропоційно знижуючи кількість витків первинної обмотки, так для двох сердечників можна брати 20витків, для трьох – 15 витків.

Конструкція такого трансформатора звичайно не оптимальна, але його легко виготовити вдома і мотаючи первинну і вторинну обмоткина різних сторонах фериту, можна досягти м'якого зв'язку між обмотками, що може врятувати пристрій. короткому замиканніу вторинній обмотці.

Трансформатор із цього проекту.
Сердечник набраний з 8 кілець TN2010-3E25, 5340nH (20,6x9,2x7,5mm)
Первинна обмотка 150В - 12 Витків дроту в ПХВ ізоляції
Вторинна обмотка - 1виток
Тут слабка ланка матеріал сердечника, придатний лише слабких магнітних полів, може легко ввійти у насичення і спалити блок живлення. Але в принципі конструкція є перспективною для любителів, тільки матеріал підібрати інший.

Сподіваюся, що запропонований матеріал, допоможе зацікавленим особам, визначитися з необхідною схемотехнікою, для створення пристрою під свої потреби.
ІІІ.. пам'ятайте будь-який несподіваний чих або непропаяний затвор транзистора викличе миттєвий і нещадний ПИХХ, т.к. всі вузли гальванічно пов'язані ні що не врятується.

Імпульсний блок живлення своїми руками на IR2153

Функціонально мікросхеми IR2153 відрізняються лише встановленим у планарному корпусі діода Вольтодобавки:

Функціональна схема IR2153

Функціональна схема IR2153D

Для початку розглянемо як працює сама мікросхема, а вже потім вирішуватимемо який блок живлення з неї зібрати. Для початку розглянемо як працює сам генератор. На малюнку нижче наведено фрагмент резистивного дільника, три ОУ та RS тригер:

У початковий момент часу, коли тільки подали напругу живлення конденсатор С1 не заряджений на всіх інвертуючих входах ОУ присутній нуль, а на не інвертують позитивна напруга формується резестивним дільником. У результаті виходить, що напруга на входах, що іневртують, менше ніж на не інвертуючих і всі три ОУ на своїх виходу формують напругу близьку до напруги живлення, тобто. лог одиницю.
Оскільки вхід R (установка нуля) на тригері інвертуючий, то для нього це буде стан при якому він не впливає на стан тригера, а ось на вході S буде присутній лог одиника, що встановлює на виході тригера теж лог одиницю і конденсатор Ct через резистор R1 почне заряджатися. На малюнку напруга на Ct показана синьою лінією,червоний - напруга на виході DA1, зеленої - на виході DA2, а рожевий - на виході RS тригера:

Як тільки напруга на Ct перевищить 5 на виході DA2 утворюється лог нуль, а коли, продовжуючи заряджати Ct напруга досягне значення трохи більше 10-вольт лог нуль з'явиться на виході DA1, що в свою чергу послужить установкою RS тригера в стан лог нуля. З цього моменту Ct почне розряджатися, так само через резистор R1 і як тільки напруга на ньому стане трохи менше встановленого ділення значення в 10 В на виході DA1 знову з'явиться лог одиниця. Коли ж напруга на конденсаторі Ct стане менше 5 В лог, одиниця з'явиться на виході DA2 і переведе RS тригер у стан одиниці і Ct знову почне заряджатися. Вочевидь, що у інверсному виході RS тригера напруга матиме протилежні логічні значення.
Таким чином на виходах RS тригера утворюються протилежні фази, але рівні за тривалістю рівні лог одиниці і нуля:

Оскільки тривалість керуючих імпульсів IR2153 залежить від швидкості заряду-розряду конденсатора Сt необхідно ретельно приділити увагу промиванню плати від флюсу - ні яких витоків ні з виводів конденсатора, ні з друкованих провідників плати не повинно бути, оскільки це загрожує намагнічуванням сердечника силового трансформатора і вихід силових транзисторів
Також у мікросхемі є ще два модулі - UV DETECTі LOGIK. Перший відповідає за запуск-зупинку генераторного процесу, що залежить від напруги живлення, а другий формує імпульси DEAD TIMEякі необхідні для виключення наскрізного струму силового каскаду.
Далі відбувається поділ логічних рівнів – один стає керуючим верхнім плечем півмосту, а другий нижнім. Відмінність полягає в тому, що управління верхнім плечем здійснюється двома польовими транзисторами, які, у свою чергу, керують "відірваним" від землі та "відірваним" від напруги живлення кінцевим каскадом. Якщо розглядати спрощену принципову схему включення IR2153, виходить приблизно так:

Висновки 8, 7 і 6 мікросхеми IR2153 є відповідно виходами VB, HO та VS, тобто. живленням управління верхнім плечем, виходом кінцевого каскаду управління верхнім плечем та мінусовим проводом модуля управління верхнім плечем. Увага слід звернути на те, що в момент включення керуюча напругаприсутній на Q RS тригера, отже, силовий транзистор нижнього плеча відкритий. Через діод VD1 заряджається конденсатор С3, оскільки нижній його вивід через транзистор VT2 з'єднаний із загальним проводом.
Як тільки RS тригер мікросхеми змінює свій стан VT2, закривається, а керуюча напруга на виведенні 7 IR2153 відкриває транзистор VT1. У цей момент напруга на виведенні мікросхеми 6 починає збільшуватися і для утримання VT1 у відкритому стані напруга на його затворі має бути більше ніж на витоці. Оскільки опір відкритого транзистора дорівнює десятим часткам Ома, те й його стоку напрека не набагато більше, ніж витоці. Виходить, що утримання транзистора у відкритому стані необхідне напруга як мінімум на 5 вольт більше, ніж напруга живлення і воно дійсно є - конденсатор С3 заряджений до 15-вольт і саме він дозволяє утримувати VT1 у відкритому стані, оскільки запасена в ньому енергія в цей Момен часу є напруга для верхнього плеча віконного каскаду мікросхеми. Діод VD1 в цей час не дозволяє розряджатися С3 на шину живлення самої мікросхеми.
Як тільки керуючий імпульс на виведенні 7 закінчується транзистор VT1 закривається і слідом відкривається VT2, який знову заряджає конденсатор С3 до напруги 15 В.

Досить часто паралельно конденсатору С3 любителі встановлюють електролітичний конденсатор ємністю від 10 до 100 мкФ, причому навіть не вникаючи у необхідність цього конденсатора. Справа в тому, що мікросхема здатна працювати на частотах від 10 Гц до 300 кГц і необхідність даного електроліту актуальна лише до частот 10 кГц і за умови, що електролітичний конденсатор буде серії WL або WZ - технологічно мають маленький ersі більше відомі як комп'ютерні конденсатори з написами золотистою або сріблястою фарбою:

Для популярних частот перетворення, що використовуються при створенні імпульсних блоків живлення частоти беруть вище 40 кГц,а іноді доводять до 60-80 кГц, тому актуальність використання електроліту просто відпадає - ємності навіть 0,22 мкФ вже достатньо для відкриття та утримання у відкритому стані транзистора , який має ємність затвора 6800 пкФ. Для заспокоєння совісті ставиться конденсатор на 1 мкФ, а даючи поправку те що, що IR2153 неспроможна комутувати такі потужні транзистори безпосередньо, то накопиченої енергії конденсатором С3 вистачить управління транзисторами з ємністю затворів до 2000 пкФ, тобто. усіма транзисторами з максимальним струмом близько 10 А (перелік транзисторів нижче, таблиці). Якщо ж є сумніви, то замість рекомендованого 1 мкФ використовуйте керамічний конденсатор на 4,7 мкФ, але це безглуздо:

Не справедливо не відзначити, що з мікросхеми IR2153 є аналоги, тобто. мікросхеми з аналогічним функціональним призначенням. Це IR2151 та IR2155. Для наочності зведемо основні параметри в таблицю, а вже потім розберемося, що з них краще приготувати:

МІКРОСХЕМА	Максимальна напруга драйвера	Напруга живлення старту	Напруга живлення стопа	Максимальний струм для заряджання затворів силових транзисторів / час наростання	Максимальний струм для розрядки затворів силових транзисторів/час спаду	Напруга внутрішнього стабілітрона
				100 mA / 80...120 nS	210 mA / 40...70 nS
				НЕ ВКАЗАНО / 80...150 nS	НЕ ВКАЗАНО / 45...100 nS
				210 mA / 80...120 nS	420 mA / 40...70 nS

Як видно з таблиці відмінності між мікросхемами не дуже великі – всі три мають однаковий шунтуючий стабілітрон по живленню, напруга живлення запуску та зупинки у всіх трьох майже однакова. Різниця полягає лише в максимальному струмі кінцевого каскаду, від якого залежить якими силовими транзисторамиі яких частотах мікросхеми можуть управляти. Як не дивно, але найрозпиареніша IR2153 виявилася не рибою, не м'ясом - у неї не нормований максимальний струм останнього каскаду драйверів, та й час наростання-спаду дещо затягнутий. За вартістю вони теж відрізняються – IR2153 найдешевша, а ось IR2155 найдорожча.
Частота генератора, вона частота перетворення ( на 2 ділити не потрібно) для IR2151 та IR2155 визначається за формулами, наведеними нижче, а частоту IR2153 можна визначити з графіка:

Для того, щоб з'ясувати, якими транзисторами можна керувати мікросхемами IR2151, IR2153 і IR2155, слід знати параметри даних транзисторів. Найбільший інтерес при стиковці мікросхеми та силових транзисторів представляє енергія затвора Qg, оскільки саме вона впливатиме на миттєві значення максимального струму драйверів мікросхеми, а отже буде потрібно таблиця з параметрами транзисторів. Тут ОСОБЛИВЕувагу слід звернути на виробника, оскільки цей параметр у різних виробників відрізняється. Найбільш наочно це видно з прикладу транзистора IRFP450.
Чудово розумію, що для разового виготовлення блоку живлення десяти-двадцяти транзисторів все-таки забагато, проте на кожен тип транзистора повісив заслання – зазвичай я купую там. Так що натискайте, дивіться ціни, порівнюйте з роздрібним пристроєм і ймовірністю купити лівак. Зрозуміло я не стверджую, що на Алі тільки чесні продавці та весь товар найвищої якості – шахраїв скрізь повно. Однак якщо замовляти транзистори, які виробляються безпосередньо в Китаї, на дермо наскочити набагато складніше. І саме з цієї причини я віддаю перевагу транзистори STP і STW, причому навіть не гидую купувати з розбирання, тобто. Б/У.

ПОПУЛЯРНІ ТРАНЗІСТОРИ ДЛЯ ІМПУЛЬСНИХ ДЖЕРЕЛОВ ЖИВЛЕННЯ
Найменування	НАПРУГА	ПОТУЖНІСТЬ	ЄМНІСТЬ ЗАТВОРА	Qg (ВИРОБНИК)
МЕРЕЖІ (220 V)
				17...23nC ( ST)
				38...50nC ( ST)
				35...40nC ( ST)
				39...50nC ( ST)
				46nC ( ST)
				50...70nC ( ST)
				75nC ( ST)
				84nC ( ST)


				65nC ( ST)



				46nC ( ST)
				50...70nC ( ST)
				75nC ( ST)
				65nC ( ST)
STP20NM60FP				54nC ( ST)






				150nC (IR) 75nC ( ST)



				150...200nC (IN)
				252...320nC (IN)
				87...117nC ( ST)

I g = Q g / t on = 63 х 10 -9 / 120 х 10 -9 = 0,525 (A) (1)

При амплітуді імпульсів керуючої напруги на затворі Ug = 15 сума вихідного опору драйвера і опору обмежувального резистора не повинна перевищувати:

Rmax = Ug/Ig = 15/0,525 = 29 (Ом) (2)

Розрахуємо вихідний вихідний опір драйверного каскаду для мікросхеми IR2155:

R on = U cc / I max = 15V / 210mA = 71,43 ohms
R off = U cc / I max = 15V / 420mA = 33,71 ohms

Враховуючи розрахункове значення за формулою (2) Rmax = 29 Ом приходимо до висновку, що з драйвером IR2155 задану швидкодію транзистора IRF840 отримати неможливо. Якщо в ланцюгу затвора буде встановлений резистор Rg = 22 Ом, час увімкнення транзистора визначимо таким чином:

RE on = R on + R gate, де RE - сумарний опір, R R gate – опір, встановлений у ланцюг затвора силового транзистора = 71,43 + 22 = 93,43 ohms;
I on = U g / RE on, де I on – струм відкриття, U g - величина керуючої напруги затвора = 15/93,43 = 160mA;
t on = Q g / I on = 63 х 10-9 / 0,16 = 392nS
Час виключення можна розрахувати використовуючи також формули:
RE off = R out + R gate, де RE - сумарний опір, R out - вихідний опір драйвера, R gate – опір, встановлений у ланцюг затвора силового транзистора = 36,71 + 22 = 57,71 ohms;
I off = U g / RE off, де I off - струм відкриття, U g - величина керуючої напруги затвора = 15/58 = 259mA;
t off = Q g / I off = 63 х 10-9 / 0,26 = 242nS
До величин, що вийшли необхідно додати час власного відкриття - закриття транзистора в результаті чого реальний час t on складе 392 + 40 = 432nS, а t off 242+80 = 322nS.
Тепер залишилося переконатися в тому, що один силовий транзистор встигне повністю закритися до того, як другий почне відкриватися. Для цього складемо t on та t off отримуючи 432 + 322 = 754 nS, тобто. 0,754 µS. Для чого це потрібно? Справа в тому, що у будь-якої з мікросхем, чи то IR2151, чи IR2153, чи IR2155 фіксоване значення DEAD TIME, Яке становить 1,2 µS і не залежить від частоти генератора, що задає. У датачнику згадується, що Deadtime (typ.) 1.2 µs, але там же наводиться і сильно бентежить малюнок з якого напрошується висновок, що DEAD TIMEстановить 10% від тривалості керуючого імпульсу:

Щоб розвіяти сумніви, була включена мікросхема і підключений до неї двоканальний осцилограф:

Живлення становило 15 V, а частота вийшла 96 кГц. Як видно з фотографії при розгортці 1 µS тривалість паузи становить трохи більше одного поділу, що якраз і відповідає приблизно 1,2 µS. Далі зменшуємо частоту і бачимо таке:

Як видно з фото при частоті 47 кГц, час паузи практично не змінився, отже вивіска, що говорить, що Deadtime (typ.) 1.2 µs є істинною.
Оскільки мікросхем уже працювала не можна було утриматися ще від одного експерименту – знизити напругу живлення, щоб переконатися, що частота генератора збільшиться. В результаті вийшла наступна картинка:

Проте очікування не виправдалися – замість збільшення частоти відбулося її зменшення, причому менш ніж на 2%, ніж взагалі можна нехтувати та відзначити, що мікросхема IR2153 тримає частоту досить стабільно – напруга живлення змінилася більш ніж на 30%. Також слід зазначити, що дещо збільшився час паузи. Цей факт трохи радує - при зменшенні напруги, що управляє, трохи збільшується час відкриття - закриття силових транзисторів і збільшення паузи в даному випадку буде дуже корисним.
Також було з'ясовано, що UV DETECTчудово справляється зі своєю функцією – при подальшому зниженні напруги живлення генератор зупинявся, а при збільшенні мікросхема знову запускалася.
Тепер повернемося до нашої математики за результатами якої ми виснули, що при встановлених у затворах резисторах на 22 Ома час закриття та відкриття у нас дорівнює 0,754 µS для транзистора IRF840, що менше паузи в 1,2 µS, що дає мікросхемою.
Таким чином при мікросхемі IR2155 через резистори 22 Ома цілком нормально зможе управляти IRF840, а ось IR2151 швидше за все накаже довго жити, оскільки для закриття - відкриття транзисторів нам знадобився струм в 259 mA і 160 mA відповідно, а у неї m2 100 ma. Звичайно ж, можна збільшити опори, встановлені в затвори силових транзисторів, але в цьому випадку існує ризик вийти за межі DEAD TIME. Щоб не займатися ворожінням на кавовій гущі, була складена таблиця в EXCEL, яку можна взяти. Мається на увазі, що напруга живлення мікросхеми становить 15 Ст.
Для зниження комутаційних перешкод і деякого зменшення часу закривання силових транзисторів імпульсного блокух живлення використовують шунтування або силового транзистора послідовно з'єднаними резистором і конденсатором, або таким же ланцюжком шунтують сам силовий трансформатор. Цей вузол називається снаббером. Резистор снабберного ланцюга вибирають номіналом у 5-10 разів більше опорустік - джерело польового транзистора у відкритому стані. Ємність конденсатора ланцюга визначається з виразу:
З = tdt/30 x R
де tdt - час паузи на перемикання верхнього та нижнього транзисторів. Виходячи з того, що тривалість перехідного процесу, що дорівнює 3RC, повинна бути 10 разів меншою за тривалість значення мертвого часу tdt.
Демпфування затримує моменти відкривання та закривання польового транзистора щодо перепадів керуючої напруги на його затворі та зменшує швидкість зміни напруги між стоком та затвором. У результаті пікові значення імпульсів струму, що затікає менше, а їх тривалість більша. Майже не змінюючи часу вмикання, демпфуючий ланцюг помітно зменшує час вимикання польового транзистора і обмежує спектр радіоперешкод, що створюються.

З теорією трохи розібралися, можна розпочати і практичні схеми.
Найпростішою схемою імпульсного блоку живлення на IR2153 є електронний трансформатор із мінімумом функцій:

У схемі немає жодних додаткових функцій, а вторинне двополярне харчування формується двома випрямлячами із середньою точкою та парою здвоєних діодів Шотки. Місткість конденсатора С3 визначається з розрахунку 1 мкФ ємності на 1 Вт навантаження. Конденсатори С7 та С8 рівної ємності та розміщуються в межах від 1 мкФ до 2,2 мкФ. Потужність залежить від використовуваного сердечника і максимального струму силових транзисторів і може досягати теоретично 1500 Вт. Однак це тільки ТЕОРИТИЧНО , Виходячи з того, що до трансформатора додається 155 В змінної напругиа максимальний струм STP10NK60Z досягає 10А. На практиці ж у всіх даташитах зазначено зниження максимального струму в залежності від температури кристала транзистора та для транзистора STP10NK60Z максимальний струм становить 10 А при температурі кристала 25 град. Цельсія. При температурі кристала в 100 град Цельсія максимальний струм вже становить 5,7 А і йдеться саме про температуру кристала, а не тепловідвідного фланця і особливо про температуру радіатора.
Отже максимальну потужність слід вибирати виходячи з максвимального струму транзистора поділеного на 3, якщо це блок живлення для підсилювача потужності і поділеного на 4, якщо це блок живлення для постійного навантаження, наприклад ламп розжарювання.
Враховуючи сказане вище отримуємо, що для підсилювача потужності можна отримати імпульсний блок живлення потужністю 10/3 = 3,3А, 3,3А х 155В = 511Вт. Для постійного навантаження отримуємо блок живлення 10/4 = 2,5 А, 2,5 А х 155В = 387Вт. І в тому, і в іншому випадку використовується 100% ККД, чого в природі не буває. Крім цього, якщо виходити з того, що 1 мкФ ємності первинного живлення на 1 Вт потужності навантаження, то нам потрібно конденсатор, або конденсатори ємністю 1500 мкФ, а таку ємність заряджати вже потрібно через системи софт-старту.
Імпульсний блок живлення із захистом від перегрівання та софтстартом по вторинному живленню представлений на наступній схемі:

Насамперед у цьому блоці живлення присутній захист від перевантаження, виконаний на трансформаторі струму. Подробиці про розрахунок трансформатора струму можна почитати. Однак у переважній більшості випадків цілком достатньо феритового кільця діаметром 12...16 мм, на якому у два дроти мотається близько 60...80 витків. Діаметр 0,1...0,15 мм. Потім початок однієї обмотки об'єднується з кінців другої. Це і є вторинна обмотка. Первинна обмотка містить один-два, іноді зручніше півтора витка.
Так само в схемі зменшено номінали резистор R4 і R6, щоб розширити діапазон живильного первинного напруги (180 ... 240В). Щоб не перевантажувати встановлений мікросхему стабілітрон у схемі є окремий стабілітрон потужністю 1,3 Вт на 15 В.
Крім цього блок живлення введений софт-старт для вторинного живлення, що дозволило збільшити ємності фільтрів вторинного живлення до 1000 мкФ при вихідній напрузі ±80 В. Без цієї системи блок живлення входив на захист в момент включення. Принцип дії захисту ґрунтується на роботі IR2153 на підвищеній частоті в момент включення. Це викликає втрати у трансформаторі і він не здатний віддати у навантаження максимальну потужність. Як тільки почалася генерація через дільник R8-R9 напруга, що подається на трансформатор, потрапляє на детектор VD5 і VD7 і починається зарядка конденсатора С7. Як тільки напруга стане гідною для відкриття VT1 до частотозадаючого ланцюжка мікросхеми підключається С3 і мікросхема виходить на робочу частоту.
Так само введені додаткові індуктивності за первинною та вторинною напругою. Індуктивність по первинному живленню зменшує перешкоди, створювані блоком живлення і ті, що йдуть у мережу 220В, а по вторинному - знижують ВЧ пульсації на навантаженні.
В даному варіанті є ще два додаткові вторинні живлення. Перше призначене для запитки комп'ютерного дванадцятивольтового кулера, а друге – для живлення попередніх каскадів підсилювача потужності.
Ще один подваріант схеми - імпульсний блок живлення з однополярною вихідною напругою:

Очевидно, що вторинна обмотка розраховує на ту напругу, яку потрібно. Блок живлення можна запаяти на тій же платі, не монтуючи елементи, яких на схемі немає.

Наступний варіант імпульсного блоку живлення здатний віддати в навантаження порядку 1500 Вт і містить системи м'якого старту як первинного харчування, так і по вторинному, має захист від перевантаження і напруга для кулера примусового охолодження. Проблема управління потужними силовими транзисторами вирішена використанням емітерних повторювачів на транзисторах VT1 і VT2, які розряджають ємність затворів потужних транзисторівчерез себе:

Подібне форсування закриття силових транзисторів дозволяє використовувати досить потужні екземпляри, такі як IRFPS37N50A, SPW35N60C3, не кажучи вже про IRFP360 та IRFP460.
У момент включення напруга на діодний міст первинного живлення подається через резистор R1 оскільки контакти реле К1 розімкнуті. Далі напруга через R5 подається на мікросхему і через R11 і R12 на виведення обмотки реле. Однак напруга збільшується поступово – С10 досить великої ємності. З другої обмотки реле напруга надходить на стабілітрон та тиристор VS2. Як тільки напруга досягне 13 В його вже буде достатньо, щоб пройшовши 12-вольтовий стабілітрон відкрити VS2. Тут слід нагадати, що IR2155 стартує при напрузі живлення приблизно в 9 В, отже на момент відкриття VS2 через IR2155 вже буде генерувати управляючі імпульси, тільки в первинну обмотку вони будуть потрапляти через резистор R17 і конденсатор С14, оскільки друга група контактів реле К1 . Це суттєво обмежить струм заряду конденсаторів фільтрів вторинного живлення. Як тільки тиристор VS2 відкриється на обмотку реле буде подано напругу та обидві контактні групи замкнутися. Перша зашунтує струмообмежувальний резистор R1, а друга - R17 та С14.
На силовому трансформаторі має службова обмотка і випрямляч на діодах VD10 і VD11 з яких і буде живитись реле, а також додаткове підживлення мікросхеми. R14 служить обмеження струму вентилятора примусового охолодження.
Тиристори VS1 і VS2, що використовуються, - MCR100-8 або аналогічні в корпусі ТО-92
Ну і під завісу цієї сторінки ще одна схема все на тій же IR2155, але цього разу вона виконуватиме роль стабілізатора напруги:

Як і в попередньому варіанті, закриття силових транзисторів проводиться біполярами VT4 і VT5. Схема оснащена софтстартом вторинної напруги VT1. Старт проводиться від бортової мережіавтомобіля а далі живлення здійснюється стабілізованою напругою 15 В вормується діодами VD8, VD9, резистором R10 і стабілітроном VD6.
У цій схемі є ще один досить цікавий елемент – tC. Це захист від перегріву радіатора, який можна використати практично з будь-якими перетворювачами. Однозначної назви знайти не вдалося, в простолюді це тепловий запобіжник, що встановлюється, в прайсах зазвичай має позначення KSD301. Використовується у багатьох побутових електроприладівяк захисний або регулюючий температуру елемента, оскільки випускаються з різною температурою спрацьовування. Виглядає цей запобіжник так:

Як тільки температура радіатора досягне межі відключення запобіжника, керуюча напруга з точки REM буде знята і перетворювач вимкнеться. Після зниження температури на 5-10 градусів запобіжник відновиться і подасть напругу, що управляє, і перетворювач знову запуститься. Цей же термозапобіжник, або термореле можна використовувати і в мережевих блоках живлення контролюючи температуру радіатора і відключаючи живлення, бажано низьковольтне, що йде на мікросхему - термореле так довше пропрацює. Купити KSD301 можна.
VD4, VD5 - швидкі діоди із серії SF16, HER106 і т.д.
У схему можна ввести захист від навантаження, але під час її розробки основний наголос робився на мініатюризацію – навіть вузол софтстарту був під великим питанням.
Виготовлення моточних деталей та друкованих плат описані на наступних сторінках статті.

Ну і під завісу кілька схем імпульсних блоків живлення, знайдених в Інтернеті.
Схема №6 взята із сайту "ПАЯЛЬНИК":

У наступному блоці живлення на драйвері IR2153, що самотактується, ємність вольтодобавочного конденсатора зведена до мінімальної достатності 0,22 мкф (С10). Живлення мікросхеми здійснюється зі штучної середньої точки силового трансформатора, що не важливо. Захисту від перевантаження немає, форма напруги, що подається в силовий трансформатор, трохи коретується індуктивністю L1:

Підбираючи схеми для цієї статті, трапилася і ось така. Ідея полягає у використанні двох IR2153 у мостовому перетворювачі. Ідея автора цілком зрозуміла - вихід RS тригера подається на вхід Ct і за логікою на виходах веденої мікросхеми повинні утворитися протилежні керуючі імпульси по фазі.
Ідея заінтргувала і було продано слідчий експеримент на тему перевірки працездатності. Отримати стійкі керуючі імпульси на виходах IC2 не вдалося - або працював верхній драйвер або нижній. Крім цього здивувалася фаза пауза DEAD TIME, на одній мікросхемі щодо іншої, що суттєво знизить ККД і від ідеї були змушені відмовитися.

Характерна рисанаступного блоку живлення на IR2153 полягає в тому, що якщо він і буде працювати, то робота ця схожа на порохової бочки. Насамперед кинулася у вічі додаткова обмотка на силовому трансформаторі для живлення самої IR2153. Однак після діодів D3 і D6 немає струмообмежувального резистора, а це означає, що п'ятнадцятивольтовий стабілітрон, що знаходиться всередині мікросхеми, буде дуже навантажений. Що відбудеться при його перегріві та тепловому пробої можна лише гадати.
Захист від перевантаження на VT3 шунтує час конденсатор, що задає С13, що цілком прийнятно.

Останній прийнятний варіант схеми джерела живлення на IR2153 не є нічим унікальним. Правда автор навіщо вже надто зменшив опір резисторів у затворах силових транзисторів і встановив стабілітрони D2 і D3, призначення яких вельми не зрозуміло. Крім цього ємність С11 занадто мала, хоча можливо йдеться про резонансний перетворювач.

Є ще один варіант імпульсного блоку живлення з використанням IR2155 та саме для управління мостовим перетворювачем. Але там мікросхема керує силовими транзисторами через додатковий драйвер і узгоджуючий трансформатор і йдеться про індукційної плавкиметалів, тому цей варіант заслуговує на окрему сторінку, а всім хто зрозумів хоча б половину з прочитаного варто переходити на сторінку зі ДРУКОВАНИМИ ПЛАТАМИ .

ВІДЕОІНСТРУКЦІЯ З САМОСТІЙНОЇ ЗБІРКИ
ІМПУЛЬСНОГО БЛОКУ ЖИВЛЕННЯ НА БАЗІ IR2153 АБО IR2155

Декілька слів про виготовлення імпульсних трансформаторів:

Як визначити кількість витків не знаючи марку фериту:

Електронні пускорегулюючі апарати. Простий електронний баластна мікросхемі IR2153

Розглянемо просту схемуелектронного баласту на мікросхемі IR2153 (IR2151), представлену на рис. 3.14. Основні параметри IR2153такі:

максимальна напруга на виведенні VB щодо загального дроту – 600 В;
напруга живлення (V cc) – 15 В;
струм споживання (Icc) - 5 мА;
максимальний струм управління I o -+100 мА/-210 мА;
час включення (t оп) – 80 нс;
час вимкнення (t off) - 40 нс;
пауза комутації (затримка) –1,2 мкс.

Рис. 3.14. Структурна схемаІМС IR2153

Принципова електрична схемаелектронного баласту, виконаного на основі IR2153, зображено на рис. 3.15.

IR2153- це драйвер потужних польових транзисторівіз ізольованим затвором (MOSFET), із внутрішнім генератором. Він є точною копією генератора, що використовується в таймері серії 555, вітчизняний аналог - КР1006ВІ1. Працює безпосередньо від шини постійної напругичерез резистор R1, що гасить.

Внутрішня стабілізація напруги запобігає перевищенню напруги Vcc вище 15,6 В. Блокування за зниженою напругою блокує обидва виходи управління затворами VT1 і VT2, коли напруга Vcc нижче 9 В.

DA1 має два керуючі виходи:

нижній 5 для керування VT2;
верхній вихід 7 для управління VT1, "плаваючий", т. к. формувач імпульсів управління польовим транзистором VT1 живиться від плаваючого джерела живлення, який утворюють елементи VD2, С7).

Рис. 3.15. Принципова схемаелектронного баласту, виконаного на основі IR2153

При керуванні силовими ключами(VT1, VT2) мікросхема IR2151 забезпечує затримку комутації тривалістю 1,2 мкс для запобігання ситуації, коли транзистори VT1 і VT2 одночасно відкриті і через них протікає наскрізний струм, який моментально виводить обидва транзистори з ладу.

Цей баласт розрахований на живлення однієї або двох ламп потужністю 40 (36) Вт (струм лампи-0,43 А) від мережі змінного струму 220 В 50 Гц. При використанні двох ламп 40 Вт необхідно додати елементи, виділені пунктиром (EL2, L3, C11, RK3). Слід зауважити, що для стійкої роботи номінали елементів у паралельних гілках повинні бути рівними (L3, С11 = L2, C10), а довжина дротів, що підводяться до ламп, – однаковою.

Порада. При роботі одного драйвера на дві лампи краще використовувати частотний прогрів електродів (без позисторів). Про цей спосіб буде розказано нижче (при описі ЕПР на мікросхемі IR53HD420).

У разі використання ламп іншої потужності (18-30 Вт) слід змінити номінали L2 = 1,8-1,5 мГн (відповідно); при використанні ламп потужністю 60-80 Вт – L2 = 1-0,85 мГн, a R2 – з умови виконання F г ~ F б (формули розрахунку цих частот наведені нижче).

Напруга мережі 220 В надходить на мережевий фільтр(фільтр електромагнітної сумісності), утворений елементами C1, L1, С2, СЗ. Необхідність його застосування викликана тим, що ключові перетворювачі є джерелами електромагнітних радіочастотних перешкод, які дроти випромінюють в навколишній простір як антени.

Чинні російські та зарубіжні стандарти нормують рівні радіоперешкод, створюваних цими пристроями. Хороші результати дають дволанкові LC-фільтри та екранування всієї конструкції.

На вході мережевого фільтра включений традиційний вузол захисту від мережевих перенапруг та імпульсних перешкод, що включає варистор RU1 та запобіжник FU1. Терморезистор RK1 з негативним температурним коефіцієнтом (NTC) обмежує кидок вхідного струму, зумовлений зарядом ємнісного фільтра на вході інвертора С4 при підключенні електронного баласту до мережі.

Далі напруга мережі випрямляється діодним мостом VD1 та згладжується конденсатором С4. Ланцюжок R1C5 живить мікросхему DAI – IR2153. Частота внутрішнього генератора FT мікросхеми визначається елементами R2 = 15 кОм; С6 = 1 нФ відповідно до формули

Резонансна частота баластної схеми F6 визначається елементами L2 = 1,24 мГн; C10 = 10 нФ відповідно до формули

Для забезпечення хорошого резонансу потрібно виконання наступної умови: частота внутрішнього генератора повинна бути приблизно дорівнює резонансній частоті баластної схеми, тобто Fг ~ Fб.

Конструкція та деталі. Дросель мережевого фільтра L1 намотаний на феритовому кільці К32х20х6 М2000НМ двожильним мережним дротом до повного заповнення вікна. Можлива заміна на дросель від ПФП блоку живлення телевізора, відеомагнітофону, комп'ютера.

Хороші результати завадодавлення дають спеціалізовані фільтри EPCOS: B8414-D-B30; В8410-В-А14.

Дросель електронного баласту L2 виконаний на Ш-подібному магнітопроводі з фериту М2000НМ. Типорозмір осердя Ш5х5 із зазором 8 = 0,4 мм. Величина зазору в нашому випадку - це товщина прокладки між поверхнями половинок магнітопроводу, що стикаються. Можлива заміна магнітопроводу на Ш6х6 із зазором δ = 0,5 мм; Ш7х7 із зазором

δ = 0,8 мм.

Для виготовлення зазорунеобхідно прокласти прокладки з немагнітного матеріалу (нефольгований склотекстоліт або гетинакс) відповідної товщини між поверхнями половинок магнітопроводу, що стикаються, і скріпити епоксидним клеєм.

Від величини немагнітного зазору залежить величина індуктивності дроселя (за постійної кількості витків). При зменшенні зазору індуктивність зростає, зі збільшенням - зменшується. Зменшувати величину зазору не рекомендується, тому що це призводить до насичення сердечника.

При насиченні сердечника його відносна магнітна проникність різко зменшується, що тягне у себе пропорційне зменшення індуктивності. Зниження індуктивності викликає прискорене зростання струму через дросель та його нагрівання. Зростає і струм, що проходить через ЛЛ, що негативно впливає на термін її служби. Прискорено наростаючий струм через дросель викликає ударні струмові перевантаження силових ключів VT1, VT2, підвищені омічні втрати в ключах, їх перегрів і передчасний вихід з ладу.

Обмотка L2- 143 витки дроту ПЕВ-2 діаметром 0,25 мм. Міжшарова ізоляція - лакотика. Намотування - виток до витка. Основні розміри Ш-подібних сердечників.(складаються з двох однакових Ш-подібних сердечників) з магнітом'яких феритів (за ГОСТ 18614-79) наведені в табл. 3.2.

Таблиця 3.2. Основні розміри Ш-подібних сердечників

Транзистори VT1, VT2 - IRF720, потужні польові транзистори з ізольованим затвором MOSFET-це Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor; у вітчизняному варіанті МОП ПТ - польові транзистори структури метал-окис-напівпровідник.

Розглянемо їх параметри:

постійний струмстоку (I D) – 3,3 А;
імпульсний струм стоку (I DM)-13 А;
максимальна напруга сток-витік (V DS) – 400 В;
максимальна розсіювана потужність (P D) - 50 Вт;
діапазон робочих температур (Tj) – від -55 до +150 °С;
опір у відкритому стані -1,8 Ом;
загальний заряд затвора (Q G) – 20 нКл;
вхідна ємність (C ISS) – 410 пФ.

При виборі та заміні транзисторів(порівняння у табл. 3.3) для електронних баластів слід пам'ятати, Що на сьогоднішній день кількість фірм, що виробляють польові транзистори, досить велика (IR, STMicro, Toshiba, Fairchild, Infineon і т. д.). Асортимент транзисторів постійно розширюється, з'являються досконаліші з покращеними характеристиками. Параметри, на які слід звертати особливу увагу:

постійний струм стоку (ID);
максимальна напруга сток-витік (VDS);
опір у відкритому стані, RDS(on);
загальний заряд затвора (QG);
вхідна ємність CISS.

Можливі заміни транзисторів для електронного баласту: IRF730, IRF820, IRFBC30A (International Rectifier); STP4NC50, STP4NB50, STP6NC50, STP6NB50 (STMicroelectronics); польові транзистори фірми Infineon (http:// www.infineon.com) серії LightMos, CoolMOS, SPD03N60C3, ILD03E60, STP03NK60Z; PHX3N50E фірми PHILIPS тощо.

Транзистори встановлені на маленькі пластинчасті радіатори. Довжина провідників між виходами драйвера 5, 7, резисторами ланцюгах затворів R3, R4 і затворами польових транзисторів повинна бути мінімальною.

Таблиця 3.3. Порівняльна таблицяз параметрами деяких транзисторів для електронних баластів

Рис. 3.16. Основні розміри осердя (до табл. 3.2)

Діодний міст VD1 – імпортний RS207; допустимий прямий струм 2 А; зворотне напруження 1000 В. Можна замінити на чотири діоди з відповідними параметрами.

Діод VD2 класу ultra-fast (надшвидкий) – зворотна напруга не менше 400 В; допустимий прямий постійний струм – 1 А; час зворотного відновлення – 35 нс. Підійдуть 11DF4, BYV26B/C/D, HER156, HER157, HER105-HER108, HER205-HER208, SF18, SF28, SF106-SF109, BYT1-600. Цей діод повинен розташовуватися якомога ближче до мікросхеми.

Мікросхема DAI - IR2153, вона замінна IR2152, IR2151, IR2153D, IR21531, IR2154, IR2155, L6569, МС2151, MPIC2151. При використанні IR2153D діод VD2 не потрібний, тому що він встановлений усередині мікросхеми.

Резистори R1-R5 – ОМЛТ або МЛТ.

Конденсатори С1-СЗ – К73-17 на 630 В; С4 - електролітичний (імпортний) на номінальну напругу не менше ніж 350 В; С5 – електролітичний на 25 В; С6 – керамічний на 50 В; С7 - керамічний або К73-17 на напругу не менше ніж 60 В; С8, С9 – К73-17 на 400 В; СЮ – поліпропіленовий К78-2 на 1600 6.

Варистор RU1 фірми EPCOS - S14K275, S20K275, замінимо на TVR (FNR) 14431, TVR (FNR) 20431 або вітчизняний СН2-1а-430.

Терморезистор (термістор) RK1 з негативним температурним коефіцієнтом (NTC – Negative Temperature Coefficient) – SCK 105 (10 Ом, 5 А) або фірми EPCOS – B57234-S10-M, B57364-S100-M.

Термістор можна замінити на дротяний резистор 4,7 Ом потужністю 3-5 Вт.

Позистор RK2 – термістор РТС (Positive Temperature Coefficient) з позитивним температурним коефіцієнтом. Розробники IR2153 рекомендують використовувати позистор фірми Vishay Cera-Mite – 307С1260. Його Основні параметри:

номінальний опір за +25 °С - 850 Ом;
миттєва (максимально допустима) середньоквадратична напруга, що прикладається до позистора при запаленні лампи - 520 В;
постійна (максимально допустима) середньоквадратична напруга, що прикладається до позистора при нормальній роботі лампи, -175;
максимальний допустимий струм перемикання (перекладає позистор у високоомний стан) -190 мА;
діаметр позистора – 7 мм.

Можлива заміна позистора RK2 - імпульсні позистори фірми EPCOS (число циклів перемикання 50000-100000): В59339-А1801-Р20, В59339-А1501-Р20, B59320-J120-32

Позистори з необхідними параметрами в кількості, достатній для восьми електронних баластів, можна виготовити з широко поширеного позистора СТ15-2-220 від системи розмагнічування телевізора ЗУСЦТ. Розібравши пластмасовий корпус, витягують дві "пігулки". Алмазним надфілем роблять на кожному два надпили хрест-навхрест, як показано на рис. 3.17 і розламують її по надпилах на чотири частини.

Порада. До металізованих поверхонь виготовленого таким чином позистора дуже важко припаяти висновки. Тому, як показано на рис. 3.18 роблять у друкованій платі (поз. 3) прямокутний отвір і затискаю уламок "таблетки" (поз. 1) між пружними контактами (поз. 2), припаяними до друкованих провідників. Підбираючи розмір уламка, можна досягти бажаної тривалості прогрівання лампи.

Рис. 3.17. "Таблетка" позистора з надпилом

Рис. 3.18. Кріплення саморобного позистора на платі

Порада. Якщо люмінесцентну лампу передбачається використовувати в режимі нечастого увімкнення-вимкнення, позистор можна виключити.

Налаштування. Розкид параметрів елементів С6, L2, СЮ може вимагати підстроювання частоти драйвера. Рівності частоти задає генератора мікросхеми IR2153 резонансної частоти контуру L2C10 найпростіше досягати вибіркою частотозадаючого резистора R2. Для цього його зручно тимчасово замінити парою послідовно з'єднаних резисторів: постійного (10-12 кОм) та підстроювального (10-15 кОм). Критерієм правильного налаштування є надійний запуск (запалювання) і стійке горіння лампи.

Баласт зібраний на друкованій платі з фольгованого склотекстоліту і поміщений в алюмінієвий кожух. Друкована плата та розташування елементів показано на рис. 3.19.

Рис. 3.19. Друкована плата та розташування елементів

IR2161 VS IR2153. Імпульсний блок живлення на IR 2161

Ця стаття буде цікава тим, хто збирав ІІП на основі IR2153. Насправді IR2153 погано підходить для створення ІІП, через відсутність штатної системи захисту від КЗ та перевантажень, неможливість при необхідності «димування» та створення зворотнього зв'язкуза напругою та струмом.

Більше підходить для створення ІІП IR2161. Це напівмостовий імпульсний перетворювачдля живлення галогенових ламп. Особливості 2161 – захист від перевантажень та КЗ з автоматичним скиданням, м'який старт, можливість димування (декількома способами), можливість побудови зворотного зв'язку. Після побудови вхідних та вихідних каскадів виходить імпульсне джерело живлення.
Ось схема ІІП на 2161.

Напруга живлення і струм у цих мікросхем приблизно однакові, отже можна використовувати для 2161 схему живлення як у 2153 на резисторах R2 і R3 по 2 Вт, можна використовувати китайську «цеглу» 5 Вт на 18-30 кОм.

На борту 2161 є функція м'якого старту (софтстарт). Працює приблизно так: відразу ж після запуску частота внутрішнього тактового генератора мікросхеми становить близько 125 кГц, що значно вище робочої частоти вихідного контуру С13С14Тr1 (близько 36 кГц), в результаті напруга на вторинній обмотці Т1 буде мало. Внутрішній генератор мікросхеми управляється напругою, його частота обернено пропорційна напрузі на конденсаторі С7. Відразу після включення, С7 починає заряджатися від внутрішнього джерела струму мікросхеми. Пропорційно до зростання напруги на ньому буде зменшуватися частота генератора мікросхеми. При досягненні 5В (близько 1сек.) частота зменшиться до робочого значення близько 36кГц, а напруга на виході схеми відповідно досягне номінального значення. Таким чином і реалізований м'який старт після його завершення IC1 переходить в робочий режим.

Висновок CS (вив.4) IC1 є входом внутрішнього підсилювача помилки та використовується для контролю струму навантаження та напруги на виході напівмосту. У разі різкого збільшення струму навантаження, наприклад, при короткому замиканні, падіння напруги на струмовимірювальному резисторі R7 перевищить 0,56В, а отже і на вив.4 IC1, внутрішній компаратор перемкнеться і зупинить тактовий генератор. . В апнот і даташит присутні розрахунки резистора струмового датчика R7. Висновок можна зробити відразу 0,33 Ом – 100Вт, 0,22 Ом – 200Вт 0,1 Ом-300Вт, не відчував, але можна спробувати 2 резистори паралельно по 0,1 Ом – тоді максимальне навантаження складе 400Вт. Випробування захисту від КЗ я показав відео. Детальніше режими роботи мікросхеми IR2161 розглянуті в даташит.
Конденсатор C3 ємністю не менше 1мкФ на 1Вт вихідної потужності. З таким конденсатором обов'язково застосування термістора NTC1, наприклад комп'ютерного блоку живлення.

Про статтю.
У глобальному смітнику багато схем з використанням цієї мікросхеми та описом робіть ось так і так... А як так і чому? Чи працюватиме? На останнє запитання дуже часто відповідь – ні!! Дуже багато "Чудодійних" печаток і порад застосувати саме 1000мкф х500В конденсатор, який не знайти або коштуватиме півзарплати.
Намагаюся описати з чим довелося зіткнутися при побудові пристрою, як вирішувалося, звести все до простих і зрозумілих принципів, застосовуючи які кожен може визначитися з тим, що йому потрібно.

І так сам проект.

Метою було побудувати простий, якомога універсальніший, модуль живлення потужністю близько 200Вт.
Область застосування від живлення галогенових ламп до УМЗЧ тощо. Як не дивно за вартістю матеріалів, цей модуль може конкурувати із заводськими трансформаторами для галогенових ламп, в інших сферах застосування тим більше.

Живлення - мережа змінного струму 250В 50..60Гц
Вихід – 150В змінного струму частотою 50..60КГц на змінний трансформатор.
Орієнтовна потужність – 200Вт.
Трансформатор на фото: напруга холостого ходу - 25В, напруга під навантаженням 200Вт - 23.5В

Тут блок навантажений на 4 галогенові лампи 12В 50Вт кожна.

Тут на прохання фанів цієї чіпи блок навантажений на трансформатор 10КВ і вбиту люмінесцентну лампу, що дає жорстке навантаження.
Тут запустив справжній HVшний девайс, називаю його свічкою, електроди кабель 2.5мм2, нагріваються і горять дуже спритно, транзисторам теж нелегко.
Схема:

Формат Sprint Layout, основна плата та плата вихідного драйвера польових транзисторів.

Комплектуючі:
C1 - 220мкФ х 450В (у нас все скромненько 🙂)
C2, C10 - 1мкФ х 400В, плівка
C3 - 470..1000мкФ х 25В
C4, C5, C9, C8 - 0.22..0.47мкФ х 63В кераміка (або плівка)
C6 - 10мкФ х 63В
C7 -1нФ кераміка, що задає частоту генератора.
R1, R2 - 65К 2Вт
R3 - 12К, що задає частоту генератора.
R4 - 8.2К
VD1-UF4007
VT1,VT3 - BC640
VT2,VT4 - BC639
T1,T2 - IRF840
DIL8 - IR2153
F2 - Fast 2A

Налаштування.

Перед першим пуском схема не збирається повністю, не впаюється "верхній" ключ Т1.
При включенні пристрою в мережу з'являється напруга:
на конденсаторах С1 та С2 приблизно 300В, на С3 та С4 14..15В (1 та 4 висновки IR2153), на С5 та С6 - 14..15В (8 та 6 висновки IR2153).
на виходах драйвера IR2153, між висновків 4 і 5 - 12..14В, між висновків 6 і 7 - 12..14В ці напруги повинні бути рівними.
на виходах підсилювача драйвера, між точками COM і OUT (драйвер нижнього ключа) – 11..13В, між точками VS та OUT (драйвер верхнього ключа) – 11..13В, ці напруги повинні бути рівні.
Вся ця напруга вимірюється мультиметром в режимі вимірювання постійної напруги, на межі 750\1000В, для більшої безпеки і щоб десяті і соті частки вольта голову не морочили.
Якщо є можливість, то можна сигнали на виходах IR2153 і підсилювача драйвера проконтролювати осцилографом.
Увага!!
Якщо переплутаються або замкнуть точки вимірювання, то чи все згорить!
Загальний провід осцилографа повинен НЕ мати заземлення.
Після успішної перевірки можна впаювати верхній ключ Т1.

Вузли перетворювача, принцип їхньої роботи.

Мережевий випрямляч.

Конденсатор C1 обраний відносно невеликої ємності, тому його вистачає для роботи блоку, якщо блок застосовувати для живлення галогенових ламп то його вистачає, якщо живити УМЗЧ та інші пристрої, то додаткова фільтрація від мережевого фону 100Гц, легко здійснюється після трансформації та випрямлення, низьковольтними електролітами, це і краще і дешевше, тому вартість конденсатора 10000мкФх35В набагато нижче вартості конденсатора 220мкФх450В.

Невелика ємність мережевого випрямлячане впливає на роботу IR2153, тому вона має свій стабілітрон (вбудований) і фільтр і живиться нормально, а ключі в гіршому випадку, лише передадуть пульсації 100Гц через трансформатор.

Конденсатор С2 грає важливу роль у випрямлячі, він працює з напругами, що швидко змінюються, з якими не справляється повільний електролітичний конденсатор.
Конденсатор С2 блокує ВЧ перешкоди на шинах живлення, завдяки йому схема може видавати на вихід нормальні імпульси, завдяки йому може працювати система рекуперації, що знижує викиди напруги на транзисторах, підвищує надійність і якість схеми.
Дуже часто його "забувають" поставити.

IR2153 - Живлення.

При живленні IR2153 через резистор (R1,R2), що гасить, є небезпека зниження напруги до критичних значень, при зменшенні цього опору поліпшується живлення драйвера, але збільшується нагрівання плати і всього пристрою.

Такі моменти як: додатковий зовнішній драйвер, підвищення частоти перетворення, збільшення ємності затвора (збільшення потужності вихідних транзисторів) і навіть просте збільшення струму споживання навантаження підвищують споживання від джерела живлення IR2153. Єдиний порятунок – значний запас струму для джерела живлення IR2153.
Альтернативні способи живлення: від додаткового джерела живлення 15В, з конденсаторною розв'язкою від 6-го виходу мікросхеми (це також вихід півмосту), від додаткової обмотки трансформатора.

Для цієї схеми, наприклад, ситуація з харчуванням виглядає так:
Частота перетворення 50Кгц, IRF840, резистор, що гасить, в живленні 2х 65К 2вт (32К 4вт).
У схемі лише нижній фет – 15.9В
Підключені обидва фети – 12.3В
Підключено трансформатор – 13В

Понизив частоту перетворення всього до 40КГц!!
Під навантаженням 100Вт – напруга 14В

Очевидно до 100Вт споживання на частоті перетворення 60КГц, можна було обійтися живленням від резистора 32К\4Вт, при більшій потужності вже ніяк.
Для забезпечення якісного живлення драйвера зробив додаткову обмотку 25В на трансформаторі і подав напругу через 2 резистора по 100Ом на випрямний міст, діодний міст (UF4007 x4) паяється на місце вхідних клем живлення. Як це зроблено, видно на Фото1.

IR2153 - Частота генератора.

Паузи між імпульсами (Мертвий час) цього контролера фіксовані 1.2мкС, через це зі зростанням частоти коефіцієнт заповнення імпульсів падає.
Так, для частоти 50КГц паузи становлять 12%, для 100КГц усі 24%.
Зі зростанням частоти покращується пропускна здатність більшості феритів, але зменшується заповнення імпульсів.

Драйвер.

Коротка довідка про одну з дійових осіб. Ефект Міллера.
Його причина ємність між входом електричного каскаду і його виходом, він не залежить від розведення друкованої плати і навіть від схеми каскаду, наприклад він був виявлений Міллером в ламповому підсилювачі і досі скрізь переслідує електронників.
У схемах перетворювачів ефект Міллера створює наскрізні струми та нагрівання транзисторів на холостому ходу, при роботі перетворювача на тяжке навантаження загрожує виведенням блоку з ладу.

IR2153 має вбудований драйвер, і перший раз я запустив блок використовуючи його.
Ось як він працює.
Сигнал на затворі IRF840:

Сигнал на затворі IRFP460:

Осцилограми відрізняються дуже рівним фронтом (наростання імпульсу) чи неправда?
Навіть якщо скоротити частоту імпульсів до 30КГц залишаються великі протяги від ефекту Міллера, цими стусанами струму можна помилуватися на осцилограмах.
Тим не менш, можна почути, точніше прочитати, що так все працює!! Цьому можна вірити, схема, напевно, не відразу загориться, особливо на великому радіаторі.

Сигнал із транзисторним повторювачем:

IRF840 10КВ трансформатор + ЛДС (навантаження трансформатор 10КВ на 3х сердечниках 110пц15, навантажений на люмінесцентну лампу - перекрученої форми трансформаторна коротуна):

Ще момент, при підключенні хоча б первинної обмотки трансформатора, транзистори перестають грітися і тички Міллера пропадають по фронту, пропадати пропадають але, Міллер нікуди не пропадає, що ось він, знову з'являється, тепер по спаду імпульсу, на осцилограмах з блоку під навантаженням! Вуаль! І видно, що навіть потужний зовнішній драйвер важко утримав блок від пожежі. Тому драйвер необхідний, щоб підвищити надійність блоку.
Вартість наведеного драйвера лише 10% від вартості IR2153.

Трансформатор(и).

По суті, імпульсний трансформатор для прямоходових схем, ні чим не відрізняються від звичайного трансформатора змінного струму 50Гц.
На холостому ходу струм через первинну обмотку визначається індуктивним опором, дуже незначний, і повинен бути саме таким.
Навантажений трансформатор трансформує опір навантаження підключеної до вторинної обмотки, відповідно до коефіцієнта трансформації (співвідношення витків первинної та вторинної обмоток) та струм у первинній обмотці визначається трансформованим опором навантаження.

Приклад "народного" трансформатора для напівмосту 50..60КГц.
Феррит марки 2000НМС, від рядкового трансформатора твс110пц15, первинна обмотка 150В - 30..40 витків дроту, вторинна розраховується на потрібну напругу, виходячи з необхідної напруги та коефіцієнта вольтвиток у первинній обмотці.
Наприклад для цього сердечника:
Живлення вихідного каскаду півміст 310В, тоді напруга імпульсів на первинній обмотці трансформатора 150В
Первинна обмотка на 150В - 30 витків (5В\виток)
Вторинна обмотка на 15В - 3витки

Конструкція такого трансформатора звичайно не оптимальна, але його легко виготовити вдома і мотаючи первинну та вторинну обмотки на різних сторонах фериту, можна досягти м'якого зв'язку між обмотками, що може врятувати пристрій при короткому замиканні у вторинній обмотці.

Читайте також

Автоматичні вимикачі

Які знаки зодіаку підходять один одному у коханні - гороскоп сумісності

2022-03-17 20:17:20 Немає коментарів

Блискавкозахист

Як склалася доля переможниць шоу "Холостяк"

2022-03-17 20:17:20 Немає коментарів

Інструмент електрика

Весілля не дочекалися: як живуть фіналістки всіх сезонів «Холостяка Максим Черняєв та марія дрігола

2022-03-17 20:17:20 Немає коментарів