Зарядний пристрій автомобільного акумулятора на TL494

Отже. Плату управління напівмостовим інвертором ми вже розглянули, настав час застосувати її на практиці. Візьмемо типову схемупівмосту, особливих складнощів у збиранні вона не викликає. Транзистори підключаються до відповідних висновків плати, подається чергове харчування 12-18 вольт. Послідовно включено 3 діода напруга на затворах впаде на 2 вольти і отримаємо потрібні 10-15 вольт.

Розглянемо схему:
Трансформатор розраховується програмою чи спрощено за формулою N=U/(4*пі*F*B*S). U=155В, F=100000 герц з номіналами RC 1нф і 4.7кОм, B=0,22 Тл для середньостатистичного фериту незалежно від проникності, зі змінного параметра залишається тільки S - площа перерізу бочини кільця або середнього стрижня Ш магнітопроводу.

Дросель розраховується за формулою L=(Uпік-Uстаб)*Тмертв/Iмін. Однак формула не дуже зручна - мертвий час залежить від різниці пікового і стабілізованого напруги. Стабілізована напруга є середнім арифметичним вибіркою з вихідних імпульсів (не плутати з середньоквадратичним). Для регульованого в повному діапазоні блоку живлення формулу можна переписати у вигляді L=(Uпік*1/(2*F))/Iхв. Видно що у разі повного регулювання напруги індуктивність потрібна тим більше, чим менше мінімальне значення струму. Що ж станеться якщо блок живлення навантажений менш ніж на струм Iмин.. А все дуже просто - напруга буде прагнути до пікового значення, воно ігнорує дросель. У разі регулювання зворотним зв'язком, напруга не зможе піднятися, натомість імпульси будуть задавлені так, що залишаться тільки їхні фронти, стабілізація йтиме за рахунок нагріву транзисторів, по суті лінійний стабілізатор. Вважаю вірним прийняти Імін таким, щоб втрати лінійного режиму дорівнювали втрат при максимальному навантаженні. Таким чином, регулювання зберігається в повному діапазоні і не є небезпечним для блоку живлення.

Вихідний випрямляч побудований за двопівперіодною схемою із середньою точкою. Такий підхід дозволяє знизити вдвічі падіння напруги на випрямлячі і дозволяє застосувати готові діодні зборки із загальним катодом, які за ціною не дорожчі за одиничний діод, наприклад MBR20100CT або 30CTQ100. Перші цифри маркування означають струм 20 та 30 ампер відповідно, а другі напруга 100 вольт. Варто врахувати, що на діодах буде подвійна напруга. Тобто. ми отримуємо на виході 12 вольт, а на діодах буде 24 при цьому.

Транзистори півмосту. А тут варто подумати, що нам потрібно. Щодо мало потужні транзисториНібито IRF730 або IRF740 можуть працювати на дуже високих частотах, 100 кілогерц для них ще не межа, причому ми при цьому не ризикуємо схемою управління, побудованої на не дуже потужних деталях. Для порівняння ємність затвора 740 транзистора всього 1,8нф, а IRFP460 цілих 10нф, це означає, що в 6 разів більше потужності піде на переливання ємності кожен напівперіод. Плюс до всього, це затягне фронти. Для статичних втрат можна записати P=0.5*Rоткр *Iтр^2 на кожен транзистор. Словами – опір відкритого транзистора помножений на квадрат струму через нього, поділений на два. І ці втрати зазвичай становлять кілька ватів. Інша справа динамічні втрати, це втрати на фронтах, коли транзистор проходить через ненависний всім режим А, і цей злий режим викликає втрати, що грубо описуються, як максимальна потужність помножена на відношення тривалості обох фронтів до тривалості напівперіоду, поділеного на 2. На кожен транзистор. І ці втрати значно більші за статичні. Тому, якщо взяти транзистор потужніше, коли
можна обійтися легшим варіантом, можна навіть програти в ККД, тому не зловживаємо.

Дивлячись на вхідні та вихідні ємності, може виникнути бажання поставити їх надмірно великими, і це цілком логічно, адже незважаючи на робочу частоту блоку живлення в 100 кілогерц, ми все-таки випрямляємо мережна напруга 50 герц, і у разі недостатньої ємності ми на виході отримаємо той самий випрямлений синус, він чудово модулюється і демодулюється назад. Тож пульсації варто шукати саме на частоті 100 герц. Тим хто боїться "вч шумів", запевняю, їх там немає жодної краплі, перевірено осцилографом. Але збільшення ємностей може призвести до величезних пускових струмів, а вони обов'язково спричинять пошкодження вхідного мосту, а завищені вихідні ємності ще й до вибуху всієї схеми. Щоб виправити ситуацію, я вніс деякі доповнення до схеми - реле контролю заряду вхідної ємності та м'який пуск на тому ж реле та конденсаторі С5. За номінали не відповідаю, можу сказати щойно C5 буде заряджатися через резистор R7, а оцінити час заряду можна за формулою T=2пRC, з тією ж швидкістю заряджатиметься вихідна ємність, зарядка стабільним струмом описується U=I*t/C, хоч не точно, але оцінити кидок струму залежно від часу можна. До речі, без дроселя це не має сенсу.

Подивимося на те, що сталося після доопрацювання:

А давайте уявимо, що блок живлення сильно навантажений і водночас вимкнений. Ми його включаємо, а заряджання конденсаторів не відбувається, просто горить резистор на заряді і все. Біда, але рішення є. Друга контактна група реле нормально замкнута, а якщо вхід 4 мікросхеми замкнути з вбудованим стабілізатором 5 вольт на 14 нозі, то тривалість імпульсів знизиться до нуля. Мікросхема буде вимкнена, силові ключі замкнені, вхідна ємність зарядиться, клацне релюшка, почнеться заряд конденсатора C5, ширина імпульсів повільно підніметься до робочої, блок живлення повністю готовий до роботи. У разі зниження напруги в мережі відбудеться відключення реле, це призведе до відключення схеми управління. Після відновлення напруги процес запуску знову повториться. Начебто грамотно виконав, якщо щось проґавить, буду радий будь-яким зауваженням.

Стабілізація струму, вона тут грає більше захисну роль, хоча можливе регулювання змінним резистором. Реалізовано через трансформатор струму, тому що адаптувалося під блок живлення з двополярним виходом, а там не все просто. Розрахунок цього трансформатора виконується дуже просто - шунт опором R Ом переноситься на вторинну обмоткуз кількістю витків N як опір Rнт=R*N^2, можна висловити напругу співвідношення кількості витків і падіння на еквівалентному шунті, воно має бути більше ніж напруга падіння діода. Режим стабілізації струму почнеться тоді, коли на вході операційника напруга спробує перевищити напругу на вході. Виходячи з цього розрахунок. Первинна обмотка - провід протягнутий через кільце. Варто врахувати, що урвище навантаження трансформатора струму може призвести до появи величезних напруг на його виході, принаймні достатніх для пробою підсилювача помилки.

Конденсатори C4 C6 та резистори R10 R3 утворюють диференціальний підсилювач. За рахунок ланцюжка R10 C6 та віддзеркаленої R3 C4 отримуємо трикутний спад амплітудно частотної характеристики підсилювача помилки. Це виглядає як повільна зміна ширини імпульсів залежно від струму. З одного боку, це знижує швидкість зворотнього зв'язку, з іншого боку, робить систему стійкою. Тут головне забезпечити догляд ачх нижче 0 децибел на частоті трохи більше 1/5 частоти шима, такий зворотний зв'язок досить швидка, на відміну зворотного зв'язку з виходу LC фільтра. Частота початку зрізу -3дб розраховується як F=1/2пRC де R=R10=R3; C=C6=C4, за номінали на схемі не відповідаю, не рахував. Власне посилення

схеми вважається як відношення максимально можливої ​​напруги (мертвий час прагне нуля) на конденсаторі С4 до напруги вбудованого в мікросхему генератора пилки і переведене в децибели. Воно піднімає ачх замкнутої системи вгору. Враховуючи те що наші компенцісуючі ланцюжки дають спад 20дб на декаду починаючи з частоти 1/2пRC і знаючи цей підйом нескладно знайти точку перетину з 0дб, яка має бути не більше ніж на частоті 1/5 робочої частоти, тобто. Варто зауважити, що трансформатор не слід мотати з величезним запасом по потужності, навпаки струм кз повинен бути не особливо великим, інакше захист навіть настільки високочастотний не зможе спрацювати вчасно, ну а раптом там кілоампер вискочить. Так що і цим не зловживаємо .

На сьогодні все, сподіваюся, схема буде корисна. Її можна адаптувати під піталове шуруповерта, або зробити двополярний вихід для живлення підсилювача, так само можливий заряд акумуляторів стабільним струмом. По повній обв'язці tl494 звертаємось у минулій частині, з доповнень до неї тільки конденсатор плавного пуску C5 та контакти реле на ньому. Ну і важливе зауваження- контроль напруги на конденсаторах напівмосту змусив зв'язати схему управління з силою так, що це не дозволить використовувати чергове харчування з конденсатором, що гасить, принаймні з мостовим випрямленням. Можливе рішення - однополуперіодний випрямляч нібито діодний напівміст або трансформатор в чергу.

ID: 1548

Як вам ця стаття?

TL494 у повноцінному блоці живлення

Пройшло більше року, як я всерйоз зайнявся темою блоків живлення. Прочитав чудові книги Марті Браун "Джерела харчування" та Семенов "Силова електроніка". В результаті помітив безліч помилок у схемах з інтернету, а останнім часом і тільки й бачу жорстоке знущання з моєї улюбленої мікросхеми TL494.

Люблю я TL494 за універсальність, напевно, немає такого блоку живлення, який неможливо було б на ній реалізувати. В даному випадку я хочу розглянути реалізацію найцікавішої топології "напівміст". Управління транзисторами напівмосту стає гальванічно розв'язаним, це вимагає чимало елементів, в принципі перетворювач всередині перетворювача. Незважаючи на те, що існує безліч напівмостових драйверів, використання як драйвер трансформатора (GDT) списувати ще рано, цей спосіб найбільш надійний. Бутстрепові драйвери вибухали, а ось вибуху GDT я ще не спостерігав. Драйверний трансформатор є звичайним. імпульсний трансформатор, Розраховується за тими ж формулами як і силовий враховуючи схему розгойдування. Часто я бачив використання потужних транзисторів у розгойдуванні GDT. Виходи мікросхеми можуть видати 200 міліампер струму і у разі грамотно побудованого драйвера це дуже багато, особисто я розгойдував на частоті в 100 кілогерц IRF740 і навіть IRFP460. Подивимося на схему цього драйвера:

Т
Ця схемавключається кожну вихідну обмотку GDT. Справа в тому, що в момент мертвого часу первинка обмотка трансформатора виявляється розімкнутою, а вторинні не навантаженими, тому через саму обмотку розряд затворів буде йти вкрай довго, введення резистора, що підпирає, буде заважати швидко заряджатися затвору і їсти багато енергії даремно. Схема малюнку позбавлена ​​цих недоліків. Фронти заміряні на реальному макеті склали 160нс наростаючий і 120нс спадаючий на затворі транзистора IRF740.

Аналогічно побудовані транзистори, що доповнюють до мосту, в розгойдуванні GDT. Застосування розгойдування мостом обумовлено тим, що до спрацьовування тригера живлення tl494 після досягнення 7 вольт, вихідні транзистори мікросхеми будуть відкриті, у разі включення трансформатора як пуш-пул відбудеться коротке замикання. Міст працює стабільно.

Діодний міст VD6 випрямляє напругу з первинної обмотки і якщо вона перевищить напругу живлення, то поверне її назад в конденсатор С2. Відбувається це через появу напруги зворотного ходу, але індуктивність трансформатора не нескінченна.

Схему можна живити через конденсатор, що гасить, зараз працює 400 вольтовий к73-17 на 1.6мкф. діоди кд522 або значно кращі за 1n4148, можлива заміна на більш потужні 1n4007. Вхідний міст можна побудувати на 1n4007 або використовувати готовий кц407. На платі помилково застосований кц407 як VD6, його туди ні в якому разі неприпустимо ставити, цей міст повинен бути виконаний на вч діодах. Транзистор VT4 може розсіювати до 2х ват тепла, але грає він суто захисну роль, можна застосувати кт814. Інші транзистори кт361, причому вкрай небажана заміна на низькочастотні кт814. Задає генератор tl494 налаштований тут на частоту 200 кілогерц, це означає, що в двотактному режимі отримаємо 100 кілогерц. Мотаємо GDT на феритовому кільці 1-2 сантиметри діаметром. Провід 0.2-0.3мм. Витков має бути в десяток разів більшим за розрахункове значення, це сильно покращує форму вихідного сигналу. Чим більше намотано – тим менше потрібно підвантажувати GDT резистором R2. Я намотав на кільці зовнішнім діаметром 18мм 3 обмотки по 70 витків. Пов'язано завищення числа витків і обов'язкове підвантаження з трикутної складової струму, воно зменшується зі збільшенням витків, а підвантаження просто зменшує його відсотковий вплив. Друкована плата додається, проте не зовсім відповідає схемі, але основні блоки на ній є плюс доданий обвіс одного підсилювача помилки та послідовний стабілізатор для запитки від трансформатора. Плата виконана під монтаж у розріз плати силової частини.

Ще один зарядний пристрій зібрано за схемою ключового стабілізатора струму з вузлом контролю напруги на акумуляторі для забезпечення його відключення після закінчення зарядки. Для управління ключовим транзистором використовується спеціалізована широко поширена мікросхема TL494 (KIA491, К1114УЕ4). Пристрій забезпечує регулювання струму заряду в межах 1...6 А (10А max) та вихідної напруги 2...20 В.

Ключовий транзистор VT1, діод VD5 та силові діоди VD1 – VD4 через слюдяні прокладки необхідно встановити на загальний радіатор площею 200...400 см2. Найбільш важливим елементом у схемі є дросель L1. Від якості виготовлення залежить ККД схеми. Як сердечник можна використовувати імпульсний трансформатор від блоку живлення телевізорів 3УСЦТ або аналогічний. Дуже важливо, щоб магнітопровід мав щілинний зазор приблизно 0,5...1,5 мм для запобігання насичення при великих струмах. Кількість витків залежить від конкретного магнітопроводу і може бути в межах 15...100 витків дроту ПЕВ-2 2,0 мм. Якщо кількість витків надмірна, то при роботі схеми в режимі номінального навантаження буде чутно тихий свистячий звук. Як правило, свистячий звук буває тільки при середніх струмах, а при великому навантаженні індуктивність дроселя за рахунок підмагнічування сердечника падає і припиняється свист. Якщо свистячий звук припиняється при невеликих струмах і при подальшому збільшенні струму навантаження різко починає грітися вихідний транзистор, значить площа сердечника магнітопроводу недостатня для роботи на обраній частоті генерації - необхідно збільшити частоту роботи мікросхеми підбором резистора R4 або конденсатора C3 або встановити дросель більшого типу. При відсутності силового транзистораструктури p-n-p у схемі можна використовувати потужні транзистори структури n-p-n, як показано на малюнку.

Як діод VD5 перед дроселем L1 бажано використовувати будь-які доступні діоди з бар'єром Шоттки, розраховані на струм не менше 10А і напруга 50В, в крайньому випадку можна використовувати середньочастотні діоди КД213, КД2997 або подібні імпортні. Для випрямляча можна використовувати будь-які потужні діоди на 10А струм або діодний міст, наприклад KBPC3506, MP3508 або подібні. Опір шунта у схемі бажано підігнати під необхідне. Діапазон регулювання вихідного струму залежить від співвідношення опорів резисторів ланцюга виведення 15 мікросхеми. У нижньому за схемою положенні движка змінного резистора регулювання струму напруга на виведенні мікросхеми 15 має збігатися з напругою на шунті при протіканні через нього максимального струму. Змінний резистор регулювання струму R3 можна встановити з будь-яким номінальним опором, але потрібно підібрати суміжний з ним постійний резистор R2 для отримання необхідної напруги на виведенні мікросхеми 15.
Змінний резистор регулювання вихідної напруги R9 може мати великий розкид номінального опору 2 ... 100 кОм. Підбором опору резистора R10 встановлюють верхній кордонвихідної напруги. Нижня межа визначається співвідношенням опорів резисторів R6 та R7, але її небажано встановлювати менше 1В.

Мікросхема встановлена ​​на невеликій друкованій платі 45 х 40 мм, решта елементів схеми встановлена ​​на основу пристрою та радіатор.

Монтажна схема підключення друкованої плати наведена нижче.

Варіанти друкованих плат у lay6

За печатки говоримо спасибі у коментарях Demo

У схемі використовувався перемотаний силовий трансформатор ТС180, але в залежності від величини необхідної вихідної напруги і струму потужність трансформатора можна змінити. Якщо достатньо вихідної напруги 15 і струму 6А, то достатньо силового трансформатора потужністю 100 Вт. Площа радіатора також можна зменшити до 100..200 см2. Пристрій може використовуватись як лабораторний блокживлення з регульованим обмеженням вихідного струму. При справних елементах схема починає працювати відразу і потребує лише підстроювання.

Джерело: http://shemotehnik.ru